0简介
根据主电路的不同，功率变换装置中的功率开关器件一般可以采用直接驱动和隔离驱动。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离。光电隔离具有体积小、结构简单的优点，但也有共模抑制差、传输速度慢的缺点。快速光耦的速度只有几十kHz。
采用电磁脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快(脉冲前沿和后沿)、一次侧和二次侧绝缘强度高、DV/DT共模干扰抑制能力强等特点。但是，信号的最大传输宽度受到磁饱和特性的限制，因此信号的顶部不容易传输。并且最大占空比被限制为50%。同时，信号的最小宽度也受到磁化电流的限制。同时，脉冲变压器体积庞大、笨重且复杂。
在所有隔离驱动模式下，每个驱动都需要1套辅助电源，而在三相桥式变换器的情况下，需要6套，并且相互悬空，增加了电路的复杂度。随着驱动技术的发展，各种集成厚膜驱动器相继问世。比如EXB 840/841、 EXB 850/851、m 57959 l/Al，M57962L/Al，HR065等。都采用光耦隔离，还是受限于以上缺点。
美国IR公司生产的IR2110驱动器兼具光耦隔离(体积小)和电磁隔离(高速)的优点，是中小功率转换器件中驱动器件的首选。
ir2110的结构特点
IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制造，采用DIP14引脚封装。该器件具有独立的低端和高端输入通道。浮动电源采用自举电路，高端工作电压可达500 V，DV/DT=50 WNS，15 V时静态功耗仅为116 mW。IR2110的输出端F引脚3的电压范围，即功率器件的栅极驱动电压为10 ~ 20 V，逻辑电源(引脚9)的电压范围为5 ~ 15 V，可以轻松匹配TTL和CMOS电平，逻辑电源地与电源地之间允许有5 V的偏移。此外，器件的工作频率可达500 kHz，开通和关断延迟小(分别为120 ns和94 ns)，图腾柱峰值输出电流为2 A。
IR2110的内部功能框图如图1所示。从图中可以看出，它由逻辑输入、电平转换和输出保护三部分组成。IR2110可以给器件的设计带来很多便利，尤其是高端浮动自举电源的成功设计，可以大大减少驱动电源的数量。
2引导组件的选择
图2显示了基于IR2110的半桥驱动电路。其中自举二极管VD1和电容C1是IR2110在大功率PWM放大器中使用时要严格选择的元件，要按照一定的规律进行计算和分析。在电路实验过程中，要进行一些调整，使电路工作在最佳状态。
2.1自举电容的设计
IGBT PM(功率MOSFET)和IGBT PM(功率MOSFET)具有相似的栅极特性，两者在导通时都需要在极短的时间内为栅极提供足够的栅极电荷。假设器件开启后，自举电容两端的电压高于器件完全开启所需的电压(10 V，高压侧8.7/8.3 V)，自举电容的充电路径上存在1.5 V的压降(包括VD1的正向压降)。同时，假设栅极电压的1/2(栅极阈值电压VTH通常为3 ~ 5 V)是由漏电流引起的。因此，相应的自举电容可由下式表示：
例如，当IRF2807完全导通时，所需的栅极电荷Qg为160 nC(可从IRF2807的电气特性表中找到), Vcc为15V，因此有：
这样C1在0.1 F左右，所以设计中可以选择C1在0.22F以上，耐压大于35 V的单片电容。
2.2最宽导通时间的确定
当最长导通时间结束时，功率器件的栅极电压Vgs必须仍然足够高，即必须满足公式(1)的约束关系。对于MOSEFT，由于绝缘栅的输入阻抗比较高，如果栅电容(Cgs)充电，Vcc为15 V时从C1汲取15A的漏电流(IgQs)，如果仍以本文自举电容设计的参数为例，Qg=160 nC，U=Vcc-10-1.5=3.5 V，QAvail=超额电荷Q=0.77-0.16=0.61
2.3确定悬挂驱动的最窄传导时间ton(min)
在自举电容的充电路径上，分布电感会影响充电速率。晶体管最窄的导通时间应保证自举电容能有足够的电荷满足Gge所需的电荷量加上功率器件稳态导通时漏电流损失的电荷量。因此，考虑到最窄导通时间ton(min)，自举电容应该足够小。
其实在选择自举电容的时候要综合考虑，既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小。
2.4自举二极管的选择
自举二极管是一种重要的自举器件。它应该能够在高端器件开启时阻断DC干线上的高压，并且应该是一个快速恢复二极管，以减少自举电容对电源Vcc的反馈电荷。二极管承受的电流是栅极电荷和开关频率的乘积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。
如果电容需要长时间储存电荷，高温反向漏电流就很重要。二极管的耐压可以根据后级功率MOSEFT的要求来选择，最大反向恢复时间trr应小于等于100 ns，二极管承受的电流IF=Qbsf。
ir2110的扩展应用
3.1高压侧悬浮驱动自举原理
在图2所示的IR2110用于驱动半桥的电路图中，C1、VD1分别是自举电容和二极管，C2是VCC的滤波电容。假设C1在S1停堆期间已经充电到足够的电压(Vc1Vcc)。然后，当HIN为高电平时，VM1导通，VM2截止，VC1施加在S1的栅极和发射极之间，C1通过VM1、Rg1和S1的栅-栅电容Cgc1放电，使Cgc1充电。
此时，VC1可以等效为电压源。而当HIN为低电平时，VM2导通，VM1关断，S1的栅极电荷通过Rg1、VM2快速释放，使S1关断。然后，在短暂的死区时间(td)之后，林处于高电平，被接通，通过VD1和对充电，并迅速向提供能量，等等。
因此，自举电路只有在IR2110的输入信号不断在高、低电平变化，自举电容反复充放电的情况下才能发挥正常作用。但是，当IR2110的输入信号为DC电平信号时，自举电容将无法完成电荷存储，即无法正常充电，因此无法为高端二极管提供驱动信号。如果IR2110的缺陷得不到解决，当电机负载的占空比为1且负载两端的电压为零时，电机将停止工作。同时也会给功率开关管带来较大的电流变化率，从而影响功率管的使用寿命和长期可靠性。因此，在工作中应采取以下两项技术措施。
(1)输入幅度鉴别电路的应用
为了克服上述缺点，在工作中可以设计一个输入幅度鉴别电路，其电路如图3所示。这种电路既能保证输入信号在线性区内，又能在输入信号在线性区外输出一个固定的占空比信号，从而保证电机在线性区外能正常转动，同时保证输出负载电流不会有大的突变。
(2)电荷泵电路
当100%占空比信号输入到电路中时，其核心振荡器电路CD4093将产生一个具有一定频率的方波信号。当方波信号处于低电平时，电源Vs通过D5给储能电容C3充电；当方波信号处于高电平时，C3通过D4给自举电容C2充电，以维持自举电容的能量。最后，当电路输入100%占空比的信号时，H桥输出100%占空比的信号，输出电流的连续性也得到了保证。图4显示了电荷泵的电路图。
3.2防直通导通延时电路
在H桥驱动电路的上下桥臂功率晶体管上加互补信号时，在有负载的情况下，晶体管的关断时间通常比导通时间长，所以下桥臂晶体管没有及时关断，上桥臂先导通，就会出现所谓的“桥臂直通”故障。这会导致桥臂在通过时电流迅速增大，从而造成电源开关的损坏。因此，有必要设置导通延迟和死区时间。
IR2110有一定的死区时间，为10 ns，不可外部调整。但在实际使用中，MOSEFT管的关断时间有时甚至比10ns的导通时间还要长。这时候就需要增加延时电路，增加死区时间，防止电路贯通。图5显示了开启延迟电路及其波形。
传导延迟也可以通过RC时间常数来设置。GTR可以设置为0.2s/a；对于MOSFET，可以按照0.1 ~ 0.2 s设计，和电流无关。IGBT可以按照2 ~ 5 s来设计，如果GTR的F为5 kHz旦尼尔双极，展宽面积为t/2=1/10=0.1 ms，那么如果I为100 A， t=0.2 100=20 s，这样的PWM调制分辨率最大的可能性是：
这说明死区时间占据了调制周期的1/5，这显然是不可行的。因此，对于100 A电机系统，GTR的开关频率必须低于5 kHz。比如2 kHz以下，分辨率可以达到12.5左右。
4结束语
IR2110是一种性能优异的驱动集成电路。其自举浮空驱动电源可以同时驱动同一桥臂的上下开关器件。驱动电压高达500 V，工作频率500 kHz，具有电源欠压保护关断逻辑。IR2110的输出采用图腾柱结构，峰值驱动电流为2 A，同时两个通道配有低压延时阻断(50ns)。
此外，该芯片还有一个保护端子SD，可阻断两路输出。当SD输入高电平时，两个输出都被阻断。IR2110的这些优点给实际的系统设计带来了极大的方便，尤其是自举浮空驱动电源大大简化了驱动电源的设计，因为只需要一个电源就可以驱动上下桥臂的两个功率开关器件。但相比其他驱动集成电路，IR2110的保护功能略显不足，死区时间无法外部调节。当电路工作在100%占空比信号输入时，它还需要一个外部电荷泵电路来维持自举电容足够的能量。但这些缺点可以通过扩展本文所述的应用电路，在实际应用中加以改进和补充。
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标签：电容电路自举